封装使设计人员得以提高48V直流原边侧和风扇控制应用的功率密度。以TO252封装的高压ZXTR2005K、ZXTR2008K和ZXTR2012K器件以及采用了PowerDI5封装的ZXTR2005P5、ZXTR2008P5和ZXTR2012P5器件，能够从一般线性稳压器没法操作的48V额定输入汾别产生5V、8V及12V的固定电压。器件输入可承受最高达100V的电压使所有稳压器晶体管都能在瞬态过压的情况下提供充足的静空。器件具有高效嘚线性及负载调节功能有效防止瞬态电压下降导致闩锁效应 (Latch-up)，以确保电压稳定供应

近日的FMS 2019闪存峰会上，东芝联合Marvell展示了能自己上网的SSD内部采用一颗Marvell 88SN2400 NVMe-oF主控，提供两条25Gb以太网链接而不是传统的PCIe链接就能自己接入有线以太网了。其实去年就有一款名为KumoScale的软件可以将高性能的NVMe SSD从计算节点上分解出来，使之可以通过网络共享东芝拿出的则是完整软硬件一体方案。东芝还展示了一套Ethernet JBOF系统内置24块以太网SSD，在操作系统里它们每一个都有自己的独立IP地址可以单独通过以太网访问，相当的壮观目前，东芝的这一方案已经很成熟做好了量产准備，使用的是东芝自家的BiCS 96层堆叠闪存

按照国际电工委员会IEC/SC65C的定义，安装在制造或过程区域的现场装置与控制室内的自动控制装置之间的數字式、串行和多点通信的数据总线称为现场总线根据使用场合和用途不同，现场总线又分为H1低速现场总线和H2高速现场总线IEC/SC65C最初定义H1總线为用于制造或过程区域的、通过两根传输线向现场装置供电的低速串行总线，H2总线为无需解决两线制供电用于装置间传送信息的高速串行总线。H1和H2总线相辅相成构成了完整的工业自动化系统信息通信网络经过长达15年的争论，IEC61158用于工业控制系统的现场总线国际标准于2000姩初终于获得通过现场总线之争逐渐随之退潮，IEC/SC65C/WG6现场总线标准委员会到此也完成了历史使命为了进一步完善IEC61158标准，IEC/SC65C成立了MT9现场总线修訂小组继续这方面的工作。MT9工作组在原来8种类型现场总线的基础上不断完善扩充于2001年8月制定出由10种类型现场总线组成的第三版现场总線标准，它们是：Type1 Profinet现场总线该标准于2003年4月成为正式国际标准。限于篇幅本文对10种类型总线做概要论述，并简单综述上述总线近三年来嘚最新进展1 Type1 TS61158 现场总线Type1 现场总线标准由以下部分构成：PhL：IEC61158-2：1993标准的超集（Superset）；Foundation Fieldbus总线和WorldFIP总线基本技术，并严格按照IEC定义制定现场总线标准甴于各种原因，经过多轮投票未获通过只能按规定成为技术报告TS61158，以此为基础形成了现在的Type1现场总线国际电工委员会推荐的通用现场總线网络结构如图1所示，从图中可以看出现场总线系统可以支持各种工业领域的信息处理、监视和控制系统用于过程控制传感器、执行器和本地控制器之间的低级通信，可以与工厂自动化的PLC实现互连在这里，H1现场总线主要用于现场级其速率为/see/apads/c4pwr.cgi

    针对以太网电源(PoE)的IEEE 802.3af标准规萣将直流电源与10/100/1000 Mbps数据一起传输，从而为以太网带来了新的面貌其中，PoE带来了一系列独特的问题对于许多具备设计以太网设备经验的工程师来说，他们并不熟悉针对这些问题的新的思维方式PoE现在常用于VoIP 电话、无线接入点和安全摄像机。随着PoE的发展有必要增强对该标准嘚了解以使新的应用成为可能。      通过回顾标准可见PoE链接容许受电设备(PD)从供电设备(PSE)吸取最多12.95W的功率。PoE链接或端口受到PSE的控制PSE通过在上电湔的检测和分类，可以识别 PD并监测该端口(ICUT、ILIM和断开)PSE承担了大部分PoE的负担，它必须检测PoE并无缝地断开电源以避免损坏原有的设备。如果PSE 鈈能充分地执行分类、供电和监测等功能那么，就可能出现间歇性故障并造成供电不稳定PSE不能控制一切；当它提供电源的时候，它相信PD是符合标准的并以无振荡的方式打开电源，从而避免吸取比要求更多的功率因为两类设备都必须协作，所以PD和PSE设计工程师要从两設备的观点出发考虑设计问题。  新兴应用需要更大的功率      13W对于基本功能IP电话是足够的但是，对于电动摄像机、多点无线接入和大屏幕彩銫显示器等应用功率却严重不足。IEEE目前正在制订更大功率的标准称为PoE+(官方称为IEEE 802.3at)将与目前可用的 802.3af设备共存。由新标准定义的最终功率级別还没有确定但是，到目前为止很可能我们将看到30W的两对供电系统和60W的4对供电系统。 IEEE 802.3at委员会已经下达了令人畏缩的任务要定义一种咹全、更大功率、后向兼容并与现已部署的802.3af设备互通的全球标准。因为编写这种规范的复杂性很高我们预期从现在开始算起，一到两年內不可能看到最终规范      虽然典型的CAT 5电缆有四对双绞线，但是 802.3af标准仅仅容许其中两对线在给定时间内传送电流。一种选择是容许第三和苐四对线传送额外的电流从而使可用功率翻一番。第二种选择是提大电流的限制容许相同的线对传送更大的功率。这些技术都已经出現在专用的PoE系统之中然而，每一种方法都有缺点使在它们之间作出选择更为复杂。  实现准标准大功率PSE      在过渡时期有些应用需要大功率，等待新标准的到来显然是不现实的为此，有几种解决方案下列是构建在符合基本802.3af标准之上的电路(翻译注释：   图1b：采用LTC4257实现的符合基本802.3af标准的PD电路。   大功率工作      下列电路例子展示了实现大功率工作的几种办法注意：在下面的一些PSE电路中，通道4被用于描述电路的变化但是，也可以采用任何其它通道  两对大电流方案  注意，LTC4258也采用传感器电阻来检测直流的断路把该电阻的数值减少到0.25Ω，直流断路门限就可以增加一倍，技术上就不符合标准的要求。其它 802.3af参数就不受影响：检测和分类仍然符合标准的要求；而交流断路门限(仅仅对LTC4259)不受传感器电阻变化的影响因为所提高的直流门限存在断开非常低功率的802.3af PD的风险，尽管这种风险比较小；对于具备802.3af PD的互通性推荐采用交流断路。      要改变每个通道的其它两个元件以处理额外的电流。典型情况下MOSFET Q4要用较大的器件取代，以在电流限制期间承受更大的功率在这种應用中，采用D2PAK封装的IRF530类器件就足够了此外，也要指定PoE数据磁性模块以承载更高的电流几家磁性元件供应商最近推出了具有足够电流能仂的器件。      通过增加两个新元件我们可以在符合802.3af的工作和大功率条件两者之间进行切换。在这种情形下RS4要设置为原始的 0.5Ω数值，并要选择RS4B，以便RS4 II RS4B提供期望的更大电流把RS4B设置为0.5Ω(与RS4的数值相同)，就可以把大功率模式设置为802.3af的功率电平的两倍      当Q4B关闭的时候，端口工作在苻合802.3af标准的模式打开Q4B开关，端口就工作在大电流模式这种切换可以在任何时间进行：在检测/分类之前；在检测/分类之后，但是要在端ロ上电之前；或在供电之后注意，Q4B可以采用低压 MOSFET因为仅仅Q4的漏极具有高端口电压。Q4B要选择导通电阻非常低的MOSFET以防止在更大电流限制Φ精度不够。例如 IRLML2502就是采用SOT-23封装的一种合适的器件。      对PD的改变稍微复杂一些(图2b)因为内部的MOSFET被预先配置为工作在375mA限制电流。然而添加受PWRGD引脚控制的外部无源器件，就容许工作在大电流模式；与此同时维持完整的802.3af检测和分类特征，且限制瞬间峰值电流        四对PD电路是最大嘚变化(图4b)。现在需要采用两个LTC4257器件电源电路必须具备足够的智能，以便把从每一个通道吸取的电流限制在 802.3af规范容许的范围之内要做到這一点，就要平衡从每一对线吸取的电流或平衡从每一对线吸取的功率直到它接近(但是不超过)ICUT极限，然后才从其它线对吸取电流。这種电路可能相当复杂不同的设计之间差异也很大。    图3b：四对小电流PD       四对技术(four-pair technique)的优点是利用了电缆中的所有导线，最大限度地减少了总嘚电缆阻抗及长电缆所产生的功率损耗任何利用标准电流的大功率技术也完全接近符合802.3af标准，因为仅仅采用信号对或备用对就能够符合標准的要求主要缺点是复杂性高，价格昂贵PSE的每一个端口需要两个通道的控制器芯片，将端口密度减少了一半；而PD需要两个通道和附加的电流平衡电路以确保从每一对线吸取的电流不超过最大值。此外如果只有信号对具有连续性，四对技术就不管用正如在一些CAT-3建築安装中看到的那样。      因为四对线方案的成本昂贵且复杂性高在中等功率级别，人们宁愿采用两对大电流技术只有当PD功率上升到35W以上，四对系统才最为适用  四对大电流方案      把大电流电路与四对连接结合起来，可以沿着电缆比其它任何技术传递更多的功率四对大电流嫆许沿着100米的CAT-5电缆向PD传递50W的功率，如果电缆长度缩短的话所传递的功率要更大。尽管这种方案存在所有以前方案的缺点但是，所传输嘚功率却最大对于50W以上的功率，长的电缆很快会出现“阻抗匹配”问题在此，电缆所消耗的功率比传输给PD的功率还要大如果缩短电纜的长度，就可以进一步增加电流其数值最终受限于RJ45连接器、磁性元件的偏置电流和CAT-5电缆中温度上升的程度。极大功率(>50W)电路只应该用于甴同一供应商指定整个解决方案的系统之中  特别情况下，如果不采用上述电路一种办法就是确定何时把大功率施加在线路上。在正常凊形下所有技术都将成功地为符合802.3af标准的PD供电。双门限电路需要从PD获取一些信息以了解何时切换门限；而四对方案需要了解何时才适合切换到第二组导线IEEE 802.3at委员会正在努力解决这些问题，但是还没有确定最终方案。在过渡时期需要采用特殊的方案来识别大功率PD。  802.3af PSE之中嘚话它就可以采用第三类限制电流供电；而如果它试图吸取更大的功率，它就会重复地打开和关闭第四类可以被用作为连接了大功率PD嘚“报警”信号，但是建议在传输更大功率之前，先发出一个附加的握手信号理想情况下，大功率PD应该从大功率PSE接收某种信号确认“工作在大功率模式”是可接受的。如果没有收到握手信号PD就应该向用户发出某种信号，表示它插入了错误类型的PSE 

什么是以太网供电？术语“以太网”是指 IEEE802.3 标准涵盖的各种局域网 (LAN) 系统以太网协议是在工作场所，通过高速数据电缆将台式 PC 与中央文件服务器连接起来的协議任何连接到以太网端口的设备，如数据终端、无线接入点、网络摄像机 (web cam) 或网络电话等都需要通过电池或独立 AC 插座为自己供电。而更為优雅的方法则是能够向连接到以太网的任何设备同时传输电源和数据如果这种传输方式能够利用现有的以太网布线，则可以保持 100% 的历史兼容性那将再好不过了。这正是 IEEE802.3af 规范中定义的以太网供电 (PoE) 标准所提供的内容这一新标准于 2003 年 6 月由 IEEE 批准，是通过以太网发送和接收电源信号的标准PoE 的优点在于： 由于每个设备只需要一组连线，因此每个设备的布线更为简单和便宜； 免去了 AC 插座和适配器使工作环境更咹全、整洁，成本也更 低； 可轻易地将设备从一处移至另一处； 无间断电源可确保在 AC 电源 断电时继续为设备供电；可对连接到以太网的设備进行远程监控 正是这些优点使得以太网供电成为一项从本质上改变了低功耗设备供电方式的全新技术。但就目前而言推动 PoE 总有效市場增长 (TAM, Total Available Market) 的主力是两类用电设备：无线 LAN 接入点和 VoIP（网络语音）电话。至 2007 年前者的复合年增长率 (CAGR) 为 38%，达 1500 万个（来源：iSuppli）而支持后者的企业網预计将达到 300 万个。对用电设备的这种需求反过来将推动现有以太网交换机向支持 PoE 功能转移的需求这是通过使用“中继”(midspan) 来实现的，如圖1所示这些单元的增长至 2007 年预计将达到 800 万，增长率为 68% 在图1的示例中，源头的以太网交换机通过一个“中继”以太网供电集线器将电源“注入”局域网的双绞线电缆来提供 PoE 功能新的以太网交换机将集成该“中继”，从而实现向通过高速数据电缆连接的用电设备 (PD) 供电这些用电设备可以是网络摄像机 (web cam)、网络语音电话、无线局域网接入点和其他电器设备。不间断电源 (UPS) 将提供备用电源以防市电断电。 电源管悝器件用于转换电压和电流可以用在以太网交换机中，以太网供电“中继”集线器中以及位于用电设备中的 DC-DC 转换单元中。下面各段将對这些功能中的每个功能分别进行讨论 电源管理器件在以太网交换机中的应用 最新的以太网交换机可以通过 24 或 48 个独立端口向用电设备提供 PoE 连接性，并与非 PoE 系统保持历史兼容每台用电设备均由其自己的48V电源供电，每台用电设备的最大允许功耗为15.4W以太网交换机可以对每台設备的用电单独进行管理。 IEEE802.3af PoE 规范最多允许在每台用电设备处消耗大约 13W 的功率而以太网交换机提供的最大 15.4W 的功率是为了弥补长电缆带来的┅定程度的损耗。48V 电源实际上允许在用电设备端使用36～ 57V 之间的任意电压电压要求大约为最大开关电压的 2 倍(应对开关尖脉冲等的经验法则)，要求电源开关必须采用额定VDS为 100V的分立 MOSFET 图2 显示了一个PoE控制器，通过分立 MOSFET控制四个端口在该例中，使用的是飞利浦半导体公司的四个 PHT4NQ10T 器件这种配置相当于每个以太网交换机或中继采用 12 个 IC 和 48 个 MOSFET。到2007 年用于“中继”电源管理的 MOSFET的总有效市场容量 (TAM) 将达到 5700 万美元（3 亿 8 千 4 百万只），而IC将达到 4800 万美元（9600 万片） PoE 控制器通常指的是“热插拔”(Hot Swap) 控制器。这些 IC 的功能包括： 分别控制四个独立的 PoE 端口； 检测有效用电设备的連接； (使用低阻值的检测电阻)监测MOSFET 的稳态电流； 当一个用电设备第一次连接到个端口时控制浪涌电流和MOSFET功耗； 具备欠流断开检测功能以確定用电设备是否已断开连接。 在正常工作情况下当一个端口已经供电并且用电设备的旁路电容已经充电到端口电压时，外部 MOSFET 的功耗非瑺低这意味着较小的 MOSFET 就能完成这个功能。然而IEEE802.3af 的其他要求，例如加电时的浪涌电流以及不兼容的用电设备连接到端口的风险要求 MOSFET 能承受很大的瞬态功耗。正是基于这些原因才采用了分立 MOSFET 而不是集成方案。 对以太网交换机中的 MOSFET 的进一步要求是其在关断状态下的漏电流偠非常低IEEE802.3af 要求每端口绝对最大漏电流不得高于 12 A，而且这个要求还包括了除 MOSFET 之外其他可能存在的保护电路的泄漏途径飞利浦半导体公司嘚 MOSFET 就是为满足此项要求而设计的，其最大漏电流仅为 1 A 电源管理器件在用电设备 (PD) 中的应用 用电设备的框图如图 3 所示。来自以太网电缆的直鋶电源通过二极管桥式整流器恢复因此消除了用电设备电路电压极性加反的可能性。当一个设备连接到一个 PoE 端口时以太网交换机就执荇一个“发现”程序以确定该设备是否为可接受以太网供电的设备，还是不支持 PoE 的老式设备当用电设备断开时，也会执行“发现”程序之所以需要这个发现程序是因为高电压 (48V) 连到许多传统设备上会造成设备损毁。有鉴于此当电压与已有的传统设备兼容时，就会执行“發现”程序只有在“发现”符合要求时才会提供高电压直流电源。IEEE802.3af 的“发现”机制是基于特性阻抗的检测来实现的 通过确定从每个端ロ吸收的功率，供电设备 (PSE) 可辅助系统电源管理协议根据系统供电的输出能力，确定其所能支持的用电设备总数为了实现这种电源管理，IEEE802.3af 标准中加入了一种称为“分类”的可选方法“分类”方法可以让用电设备向以太网交换机或“中继”集线器报告其最大功率需求，从洏使电源管理协议能将未使用的功率分配给其他端口充分利用已安装的电源容量。 接口控制器的功能是作为用电设备电路主电路的“通斷开关”基于一个 100V 的 N 沟道 MOSFET 构建。仅当额定 48V 电源位于可接受容限以内时接口控制器才会允许用电设备连接。此外接口控制器通常还提供浪涌电流限制和故障电流限制功能。MOSFET 的浪涌性能则与上面以太网交换机应用中的 100V MOSFET 相当 一旦“发现”过程完成，且接口控制器确定电源電压在容许范围内时接口控制器的 MOSFET 就会开启，电源就施加到隔离 DC-DC 转换器隔离 DC-DC 转换器需能在用电设备前端和用电设备电路的其他部分之間提供 1500V 的隔离(这是一种安全特性)，并向用电设备电路的其他部分提供一个或多个低压直流电压最大总功耗为 13W。该转换器的输入额定电压為 48V采用通用的前向和返弛拓扑结构。这是常用的 DC-DC 转换器结构与低功率电信电源极为相似。有多种控制器 IC 可以满足这一需求如飞利浦半导体公司 GREENCHIPTM 系列中的开关电源 (SMPS) 控制器 IC 芯片 TEA1502。 据 VDC 预测到 2007 年，高达 4.96 亿个端口将采用电源管理芯片由于并不是所有的端口都会被利用到，当使用率为 50% 时用电设备的总有效市场容量将为 2.48 亿。 小结 综上所述PoE 是一项将改变设备供电方式的全新技术。假以时日PoE 将成为很多设备所采用的普及技术。正是电源管理器件（既包括 IC 也包括 MOSFET）成就了这种改变

高功率以太网供电( HPOE)标准至今仍未确定。多数人所期望的标准是：供电电压增至 53VDC 、每根线的可用电流达到 750mA 、电缆总阻抗不超过 12.5 欧姆如果有人期望设计成 46VDC (标称 48V)电压、720mA电流、电缆阻抗为 12.5 欧姆，那或许将是最差的情形因为在 720mA 时，电缆会产生9VDC 的压降剩下可用于工作的电压为37VDC。这样电缆末端的输出功率约 26.6W 紧随其后的典型功率电路只能产生略高于 20W的功率 。不幸地是针对许多应用来说这仍不是充足的功率。一个解决办法是使用多个以太网线但这会出现功率分配问题。下面的唎子为该问题作了解答 传统的 HPOE 接口由一个极性保护桥式整流器和一个带有以太网供电接口的热插拔部件组成。在HPOE接口之后是一个能提供穩定输出的隔离转换器最好的情况是这些输出不依赖于负载，而且它们均具有良好的瞬态响应那些在当时看来做出过贡献的典型设计采用了隔离式反馈来产生电压(典型值为 5.0VDC)，该电压然后转换成所需的其它电压值通常，多个输出试图共用一个反馈环路但如果这样的话穩压将更多地依赖于负载。无论是哪种情况桥式整流器和转换器的损耗将带来十分糟糕的效率。而且隔离反馈环路也将产生十分糟糕嘚瞬态响应。令人遗憾的是 就HPOE来说，其整体要点是要在不牺牲性能的前提下从尽可能少的以太网网线上获取更多的有用功率 示例介绍叻 HPOE 接口和功率转换器，我们可以从二者获取百分之几的额外效率并提供卓越的瞬态响应。图 1给出了一个 47W 输出双以太网线对设计中的两种 HPOE 接口之一两个 N- 沟道和两个 P- 沟道 MOSFETs 构成每个具有最低损耗的桥式整流器。每个 MOSFET 由一个来自相反极性输入线的 150K 电阻偏置成导通(ON)状态栅极受低電流齐纳二极管(测试电流等于 50uA)保护。只有具有正确极性的两个 MOSFETs 才会导通 MOSFETs的漏 - 源二极管作为桥式整流器直到 150K 电阻能够对 MOSFETs 的栅极充电。集成嘚 HPOE 接口有助于简化电路并提供所有必需的接口和热插拔功能。 图1：HPOE接口/热插拔 图2：直流-直流转换器。 图2是两个直流-直流转换器中的一個有源钳位前向转换器可提供非常高的效率，并能消除隔离式反馈的需求 LM5020 有源钳位控制器具有控制最大工作系数的功能。在电容(C4)上会產生一个斜坡进而控制工作系数。如果 C4 通过一个电阻( R2)与输入电压相连则工作系数与输入电压成反比例关系，并产生一个近乎恒定的输絀电压幸运地是，无需反馈且能提供卓越稳压性能的 1% 精度电容在今天仅需几美分由于除去了这些器件，因此设计不再会有各种电流检測或限制引起的任何损耗前向转换器之前的热插拔部件中的电流限制以及输出端的后稳压器中的电流限制可提供充分的保护，并简化设計通过模仿稳压次级侧整流器/电感电路来提供一个具有良好稳压特性的 Vcc 。 LM5025 控制器所需电流仅约 10mA 因此需要很大值的电感来防止峰值充电，因为整流器并不同步但由于电流非常小，因此可用一个直流阻抗( DCR)约 32 欧姆且封装很小的电感从高输入电压供电的线性稳压器具备这个功能，但功率损失相当大而成本却相当。 虽然变压器是标准的 3.3VDC 电压输出单元但前馈稳压却设置为 3.75VDC 。当串联连线时可提供标称7.5VDC 的电压這可为降压转换器或升压转换器提供一个良好的中间总线电压。由于最小电压比变压器的额定值高出约 12% 因而我们可以很容易的将输出也設置得高一些。对于给定功率的情形这样做可降低工作电流，并且在变压器的主次级中节省约 25% 的铜线损耗 同步整流器MOSFET要求选择最佳的RDS(on)對栅极电荷值。MOSFET导通是通过 R15 和 R16 两电阻缓慢完成的由于 D3 和 D4 (不能使用信号二极管)的原因关断却是很快的。这有助于同步整流器在最佳时刻实現切换在C18和C12所示的一侧只需要使用一个缓冲器。要密切留意所有电感的 DCR 值输出端用到的电感 L3 的 DCR 值仅为 4.2 毫欧，但是仅其 DCR 的功率损耗就占箌整个系统功率损耗的 0.4% 有相当多的电感能够满足电流要求，它们的 DCR 值是 12 到 16 毫欧整个设计中仅有两类电感能够携带超过几毫安的电流，苐一类是刚才所讨论的 3.0uH 电感；另一类是 4.7uH 电感该电感总是携带小于 2A 电流，其额定 DCR 值为 9.5 毫欧不要因为没有核对这些参数而失去了整个或更哆的效率。上述这些参数对电解电容是同样有效的由于铝聚合电容具有极小的等效串联阻抗( ESR)，因此建议采用该类型电容 为了提供固有嘚功率分配，需要将两个转换器的输出端串联起来图3就是这种配置。测试用的设计仅提供 5.0VDC 和 12.0VDC 两个输出电压值但另外的输出电压可以很嫆易的添加上去。如果每个后级稳压器的效率是一样高的话则整体效率将会保持在相同的水平，而与输出电压的总数目无关 图3：转换器输出端串联配置。 图 4 是可提供 5.0VDC 电压、 7A 电流的同步降压转换器在该输出范围内，这是一种典型的降压转换器所使用的 MOSFETs 具有和有源钳位哃步整流器类似的要求，因此使用相同的MOSFET通过电感周围的 DCR 检测电路提供电流检测。电流检测电阻只会造成能量的浪费并且成本也是相當昂贵。 图4：同步降压转换器DCR 电流检测受制于绕线电感中铜线的温度系数。 R49 和 RT1 提供温度补偿 RT1 应尽可能靠近电感的输出端放置，而 PCB 版图嘚设计应尽量将热敏电阻和电感线圈保持在相同的温度在有源钳位级电路中也使用相同的电感。由于稳定的 Vcc 可通过 R41 来决定系统工作频率因此为保持 Vcc 的稳定，需要从 12V 稳压器引入偏置电压内部稳压器很容易在7.5V或以下电压工作，然后二极管与来自5V输出的小型电压倍增器进行並联偏置电压 Vbias 应是 8.0V 到 15.0VDC 。 图5是一个可提供 12.0VDC 电压、 1A 电流的非同步升压转换器它是一个很普通的设计，但有一点值得一提如果将升压转换器的输出端短路，则它不能阻止短路作用到输入电压因为没有在线开关阻止它。如图所示有时用一个可快速起作用的保险丝阻止任何意外的发生倒是个挺不错的主意。 图5：非同步升压转换器 最终结果不仅提供优良的性能和性价比，而且能提供任意数量的不同输出电压经测试，图示的设计在 37VDC 电压输入下的效率为 87.6% ；在低线路输入条件下该设计可提供约 47W 的稳压输出。这个 87.6% 是从以太网连接器到稳压输出端不管是否使用了两个串联转换级电路，实际功率级电路提供的效率正好在 90% 以下由于缺少隔离式反馈，因此也可轻松的定制该设计而鈈必担心隔离反馈环路的稳定性补偿问题。降压和升压后端稳压器的补偿通常很容易实现 该特例采用了一个 7.5V 的中间总线。在某些情况下鈳能更适合使用较低的总线电压；在本例中为了实现最佳效率，输出端的串行连接将迫使单个供电电压降到很低如果那样的话最好是將两个功率级电路并联起来，这个方法要求在电源轨之间采用某种形式的有效功率共享当然，限制设计将两个供电单元并联使用是毫无噵理的事实上，对可用于供电的以太网网线的数量没有任何理论限制并行配置的一个优点是：可提供内置冗余，如果一根线断开了仍嘫具有较低的供电能力该电路已开发出来，但在此不作赘述

以太网供电（PoE）是于2003年6月批准通过的IEEE 802.3afTM标准供电技术，它利用现有的网络5类（CAT-5）数据电缆传输直流电源在传递信号的同时也将电源传递给用电设备（PD），如IP电话、无线接入点及网络监控摄像头等省去了本地电源。在PoE系统中为PD提供电源的设备叫供电设备（PSE）。PD的功耗限制在12.95WPSE输出功率限制为每个RJ-45端口15.4W。考虑到沿CAT-5以太网线（最长可达100米）传输的電压降IEEE标准为PD和PSE规定了不同的额定功率。较长的电缆将产生较大的电压降因此PSE的输出电压要高于标称的48V，以使PD获得足够的功率 802.3af标准，PSE提供PD检测、分级、限流以及电源控制功能一个有效PD需要具备25kΩ的探测特征，PSE控制器进行PD检测时，按照检测条件用一个2.8～10V的限流电压对信号线进行探测通过测量V-I，利用斜率计算出端口电阻对端口连接设备做出判断：有效PD、开路、低阻负载、高阻负载、大电容负载、正電源、负电源。为了避免损坏非PD设备同时也为了防止输出短路时损坏PSE控制器，PSE在PD检测过程中需要限制电流通常在2mA以内。另外PSE还需要累计多个交流周期以便抑制50Hz/60Hz的电力线耦合噪声。图1    以太网供电技术的最初推动力是VoIP由于越来越多的以太网设备，如RFID阅读器、PDA充电器、移動电话、笔记本电脑等可以采用这种方便的供电方式IEEEE802.3af标准定义了五个不同的功率级别，以便PSE高效地管理功率分配完成PD检测后，PSE控制器將进入PD分级模式为端口提供15.5V～20.5V电压，并检测进入端口的电流根据表2所示IEEE 802.3af规定的PD分级标准，可确定PD的功率等级Maxim推出的MAX5945网络供电控制器鈳以控制四个独立的端口，采用36引脚SSOP封装能够实现PD检测、PD分级及AC/DC负载断接检测功能。图1给出了MAX5945的典型应用电路 PoE网络可以采用端点（endpoint）戓中跨（midspan）式PSE实现。端口PSE存在于网络连接的终端对端点PSE和PD设备来说，电源是通过信号线对儿传输的因为电源已经通过了以太网连接的端点上，这种PSE类型提供了一种简便的PoE方案非常适合用来布署新的基础网络。需要对现有以太网进行升级时可以用中跨PSE方式将电源插入箌以太网中。中跨PSE可以通过CAT-5电缆中的“空闲线对儿”传输电源如果只有几个以太网设备需要供电，这是一个最具成本效益的方法MAX5945既可鼡于端点PSE，也可用于中跨PSE如图2所示。图22 对于从以太网供电系统获得电源用电设备必须符合IEEE802.3af标准规范，要求能够提供PD检测及可编程分级特性信号PSE进行PD检测时，PD必须提供25kΩ和小于150nf的识别特征以便PSE将PD从不需要供电的以太网设备中识别出来。分级特征代表PD的峰值功率损耗偠求在PSE向端口提供PD分级检测电压时能够吸收特定的电流，PD的分级电流对应于所示的5个功率等级当端口电压达30V～40V时，PD处于欠压闭锁状态鉯防产生检测和分级干扰。 802.3af标准可以为PD提供检测特征信号、分级特征信号和一个具有可编程浪涌电流控制功能的集成隔离开关，还具有寬滞后的供电模式欠压锁定（UVLO）以及“电源好”状态输出等功能在检测和分级期间，集成的MOSFET提供PD隔离MAX5941A/MAX5941B保证检测阶段的泄漏电流偏差小於10μA。可编程限流功能防止上电期间产生很高的浪涌电流这些器件的供电模式UVLO具有宽滞后和长故障消隐时间等特性，以补偿电压在双绞電缆上的阻性衰减并确保系统在检测、分级和上电/掉电诸状态间无扰动转换。图3    MAX5941A/MAX5941B中的PWM电流模式控制器可用于设计反激式或正激式电源電流模式简化了控制环的设计，同时提高了环路的稳定性集成了高压启动调节器允许器件直接连接至输入电源，而无需外接启动电阻器内部调节器提供的电流使控制器启动并开始工作。一旦第三绕组的电压建立起来内部调节器就被关闭，而由第三绕组提供PWM控制器运行所需的偏置电流内部振荡器被设定在275khz，并被微调至额定偏的±10%以内允许使用比较小的磁性元件以缩小电路板空间。图3所示为MAX5941的典型应鼡电路图中，上半部分电路用来分离出PSE输送的-48V直流电源两个二极管桥整流器（DF02SA）分别从端点或中跨PSE网络配置中获取电源。电阻器RDISC用于設置PD探测特征当二极管桥的阻抗较高时，应采用较小阻值的RDIES来进行补偿电阻器RCL用于确定PD的分级特征。栅极电容器CGATE用于设定浪涌电流囸激式DC-DC转换器提供5V输出电压。 在分级模式中如果PSE提供最高直流电压，从GND至VRCL的最大压降为13V如果42mA的最大分级电流通过MAX5941A/MAX5941B，则最大直流功耗将接近546mW略高于IC在最高工作温度时的最大直流功能。不过根据IEEE 802.3af标准，分级模式的持续时间被限制在75ms(最大值)内MAX5941A/MAX5941B可以在最大持续时间内承受這个最大分级功耗，而不会造成任何内部损坏如果PSE违反IEEE802.3af标准，超出了这个75ms最大分级时间则有可能损坏IC。

引言   以太网供电 (PoE) 已经成为一个佷通俗的概念并且正在诸多产品中得到广泛采用，例如：网络电话、安全监控摄像头以及销售点终端以太网供电是通过一个以太网连接来配送电力的。在一个提供以太网供电的网络中电力是由电源设备 (PSE) 提供的，这种设备在以太网连接上产生一个 44V～57V 的输出电压在以太網连接的另一端，电力被用电设备 (PD) 消耗掉尽管正在对更高功率以太网供电标准进行定义，但是目前在单个以太网连接上用电设备的功率被限制在 13W 左右而不幸的是，13W 左右的功率对于许多复杂的应用来说通常是不够的因此，一些高功率用电设备的设计需要将多端口中的功率转换为 48V 输入电隔离的可用电压可提供多输入源隔离式功率转换的技术有若干种。   压降   对于并联 DC/DC 电源而言一种常用的技术被称为压降法。如果其输出电压随着负载电流增加而下降那么并联电源将共享电流。这就要求在电源之间没有通信并且要消除潜在的单点故障。偠实施该技术就需要最小化额外部件的数量。如果使用了电流模式控制那么您就可以通过简单地限制控制环路的 DC 增益来引入与负载电鋶成正比例关系的输出压降。如果需要更高的精确度那么就可以按图 1 所示来实施该电路。该电路利用差动放大器 U1B 来测量输出电流并且將一个误差注入到补偿放大器 U1A 的调节环路中。要想实现自主电流共享只需要添加数个电阻器和一个放大器即可     图 1 压降法添加了极少的几個组件 不幸的是，压降共享并不是十分地精确图 2 显示了 1% 电阻容差、1.5% 参考容差和 10% 总压降的最坏情况变化。该设计具有一个 5V 的额定设置值和┅个 ±5% 的变量压降最小值曲线和最大值曲线表明了其极值情况下的组件容差。如果您将这三个电源并联且无负载，那么最高输出电源往往会调节输出电压如图 1 所示，如果电源使用了二极管进行调节那么带最低输出电压的电源将不会输出任何电流。随着负载电流的增加输出电压开始下降。具有最高输出电压的电源将提供所有电流直到其输出电压下降至 5.25V。然后第二高输出电压的电源开始提供电流。运用该假定最坏情况容差的设置值在最低输出电压的电源开始发挥作用以前，第一个电源便提供了接近其输出功率 70% 的功率由于不稳萣性，因此其并不十分理想；然而在一些情况下还是可以接受的。随着负载电流的进一步增大第一个电源可能会达到电流极限。电流進一步增大的问题由其余两个电源来完成从而实现额定功率运行。   同步整流电源拓扑结构允许电源提供或吸收输出电流对于此种控制方案来说，这样会产生极大的问题在极值情况下，一个电源可能会试图调节至高端而另一个电源则试图调节至低端。当这种情况发生茬无负载条件下时一些电源将提供电流至输出端，而另一些电源则会将输出端的电流吸收这样一来就从一个电源中获取电力，并且在沒有为负载提供电力的情况下将其返回至第二个电源因此，建议在零安培时关闭同步整流器 交错法提供了另一种从多输入端平衡获得電力的技术。正如压降法一样交错法使用了一个独立的功率级，用于每一个输入端并且为共有输出端提供电力。与压降法不同的是茭错式功率级（也称为相位）共享一个相同的一次侧控制器。这样不但可以降低成本而且还容许每一个功率级与异相同步。同步可降低輸出电容器中的纹波电流并且使输出滤波器的体积更小。交错法要求所有功率输入端共享同一个回路这样就可以防止此种方法被用于某些应用中。   许多 PWM 控制器是专门为交错法而设计的如果仅仅需要两个相位，那么通过使用一个推挽式控制器来进行交错就可以极大地降低成本图 3 显示了一个使用诸如 UCC2808 推挽式控制器的两相交错式反向电源的原理图。该芯片将每一个相位的占空比限制在 50%并且对两个功率级莋 180° 的异相切换。该推挽式控制器使用峰值电流模式控制该峰值电流模式控制将两个相位的峰值电流维持在接近的值。在一个非连续的反向电源中每个相位的输出功率同峰值初始电流的平方成正比例关系。因此所获得的电力自然地在两个输入端得到了平衡。这种技术使得从两个输入电源获得不超过 5% 误差的均衡的电力主 MOSFET 上的开关延迟是电力不均衡的主要原因，并且在两个输入电压不相等的情况最为糟糕由控制器提供的峰值电流极限功能限制了从每个输入端获得的最大电力，同时在欠压和故障时占空比钳位又限制了输入电流   图 3推挽式控制器驱动一个交错式反向电源   使用二次侧负载共享控制器的电力共享   在多输入端之间共享电力的第三种方法是由一个二次侧负载共享 IC 實现的。利用这种方法许多带有远程传感功能电源的独立电源都可以共享一个共有输出。负载共享 IC 通常与电源模块一同使用图 4 就是一個例子。使用一个分流电阻器来测量每个转换器提供的电流由于容差和寄生阻抗，其中的一个电源将提供比其他电源更多的电流这个電源就像是一个主电源，并且将设置负载共享 (LS) 总线上的电压从电源将这个负载共享总线电压作为一个参考输入，以此来控制其输出电流通过在从转换器的远程传感导线上注入一个电压来调节从电源。这样就可以实现主电源对负载输出电压进行控制从而保证较好的负载調节。这种主/从方法实现了非常高的电流共享精确度在满负载情况下，电流共享精确度通常会高于 3%   由于每一个并联电源都要求有一个負载共享控制器和若干个外部分立组件，相对于压降或交错法而言这种方法的组件数量要稍微多一些，并且成本也要稍微高一些此外，由于在启动期间、添加或移除单个电源时会导致一些问题因此不建议将负载共享控制器与同步整流器一起使用。   图 4 UCC39002 负载共享控制器允許将多个独立电源并联   主/从隔离式一次侧电流共享   可用于将多个电源并联的另一种技术是检测一个（主）电源的主电流并将其与另一个（從）电源相比较使用光学耦合器或变流器提供了一种在保持隔离的同时，在各电源之间进行电流信息通信的方法由于能够以最低的成夲实现较高的性能，因此变流器是最佳的选择另外，与光学耦合器相比较而言变流器具有较高的精确度。它们的精确度通常是由高于 2% 嘚匝比容差和通常为 1% 的电阻容差来设置光学耦合器的性能取决于其电流转换比的容差，最好情况下为 30%   结论   表 1 对四种负载共享方法进行叻对比。压降法是其中最简单也是成本最低的方法之一，但其性能最低此外，它还容许单点故障的发生通常，性能最高的技术即負载共享控制器，也是最为昂贵的解决方案使用交错式一次控制器或光学耦合器/变流器技术提供了一个成本和性能的折衷方案。另外一些因素例如：同步整流器的使用、以太网供电输入端的数量以及以太网供电输入端是否必须被相互隔离等等，在选择一种方法以前都需偠加以考虑若您在应用中使用合适的技术将会确保您可以从以太网供电中获得最大的电力。

以太网供电(PoE)已经成为一种流行的概念而且囸被应用于诸多产品中，例如网络电话、监控摄像头以及销售点终端。在一个提供以太网供电的网络中电力是由电源设备(PSE)提供的，这種设备通过以太网连接产生一个44～57V输出在以太网连接的另一端，电力被用电设备(PD)消耗掉尽管目前正在对更高功率以太网供电标准进行萣义，但是在单个以太网连接上用电设备的功率被限制在13W左右。而不幸的是这一功率对于许多复杂的应用来说往往是不够的。因此┅些高功率用电设备的设计需要将多端口中的功率转换为48V输入隔离的可用电压。现有的几种技术可以提供多输入源隔离式功率转换 对于並联DC/DC而言，一种常用的技术为压降法如果输出电压随着负载电流增加而下降，那么并联电源将共享电流这就要求在电源之间没有通信，并且消除潜在的信号故障实施该技术，需要最小化额外部件的数量如果使用了电流模式控制，那么您可以简单地限制控制环路的DC增益来引入同负载电流成比例关系的输出压降如果需要更高的精确度，那么可以如图1中所示来实施该电路该电路使用差动放大器U1B来测量輸出电流，并且将一个误差注入到补偿放大器U1A的调节环路中仅仅需要添加数个电阻器和一个单级放大器，便可实现自主电流共享 图1 压降添加了极少的几个组件 不幸的是，压降共享并不是十分的精确图2显示了1%电阻容差、1.5%参考容差和10%总压降的最坏情况变化。该设计具有一個5V的额定设置值和一个±%5的变量压降最小值曲线和最大值曲线表明了其极值情况下的组件容差。如果您将这三个电源并联且无负载情況，那么最高输出电源往往会调节输出电压 图2 压降法在最差情况实现电流共享的能力相对较差 如图1所示，如果电源使用了二极管进行调節那么带最低输出电压的电源将不会输出任何电流。随着负载电流的增加输出电压开始下降。具有最高输出电压的电源将提供所有电鋶直到其输出电压下降至5.25V。然后第二高输出电压的电源开始提供电流。运用该假定最坏情况容差的设置值在最低输出电压的电源开始发挥作用以前，第一个电源便提供了接近其输出功率70%的功率由于不稳定，因此设计并不十分理想；尽管如此在一些情况下还是可以接受的。随着负载电流的进一步增大第一个电源可能会达到电流极限。电流进一步增大的问题由其余两个电源来处理从而实现额定功率运行。 同步整流电源拓扑结构允许电源提供或吸收输出电流对于此种控制方案来说，这样会产生极大的问题在极值情况下，一个电源可能会试图调节到高端而另一个电源则调节至低端。当这种情况发生在无负载条件下时一些电源将提供电流至输出端，而另一些电源则会将输出端的电流吸收这样一来，就从一个电源中获取电力并且在没有为负载提供电力的情况下将其返回至第二个电源。因此建议在0A时关闭同步整流器。 交错法提供了另一种从多输入端平衡获得电力的技术正如压降法一样，交错法使用了一个单独的功率级用於每一个输入端，并且为共有输出端提供电力与压降法不同的是，交错式功率级（也称为相位）共享一个相同的一次侧控制器这样可鉯降低成本，容许每一个功率级与异相同步同步可降低输出电容器中的纹波电流，并且使输出滤波器的体积更小交错法要求所有功率輸入端共享同一个回路，这样就可以防止此种方法被用于某些应用中 许多PWM控制器是专门为交错法而设计的。如果仅仅需要两个相位那麼通过使用一个推挽式控制器来进行交错就可以极大地降低成本。图3显示了一个使用如UCC2808推挽式控制器的两相交错式反向电源的原理图该芯片将每一个相位的占空比限制在50%，并且对两个功率级做180°的异相切换。该推挽式控制器使用峰值电流模式控制，将两个相位的峰值电流维持在接近的值。在一个不连续的反向电源中输出功率（每相）同峰值初始电流的平方成比例关系。因此所获得的功率自然地在两个输叺端得到了平衡。这种技术使得从两个输入电源获得不超过5%误差的均衡电力一次MOSFET上的开关延迟是电力不均衡的主要原因，并且在两个输叺电压不相等的情况最为糟糕由控制器提供的峰值电流极限限制了从每个输入端获得的最大电力，因此在欠压和故障时占空比钳位又限制了输入电流。 图3 一个推挽式控制器驱动一个交错式反向电源 使用二次侧负载共享控制器的电力共享 在多输入端之间共享电力的第三种方法是使用一个二次侧负载共享IC使用此种方法，许多带有远程传感功能的独立电源就可以共享一个共有输出负载共享IC通常与电源模块┅同使用（见图4）。一个分流电阻器被用于测量每个转换器提供的电流由于容差和寄生阻抗，其中的一个电源将提供比其他电源更多的電流该电源将起到一个主电源的作用，并将设置负载共享(LS)总线上的电压将其作为一个参考输入来控制输出电流。通过在从转换器的远程传感导线上注入一个电压来调节从电源就可以实现主电源对负载输出电压的控制，保证较好的负载调节这种主/从方法能带来非常高嘚电流共享精确度，在满负载情况下电流共享精确度通常会高于3%。 图4 UCC39002负载共享控制器允许将多个独立电源并联 由于每一个并联电源都要求有一个负载共享控制器和数个外部分立组件相对于压降或交错法而言，这种方法的组件数量要稍微多一些并且成本也要偏高。另外由于在启动期间，添加或移除单个电源时会导致一些问题因此不建议将负载共享控制器与同步整流器一起使用。 主/从隔离式一次侧电鋶共享 可用于将多个电源并联的另一种技术是检测一个（主）电源的一次电流并将其与另一个（从）电源相比较使用光学耦合器或变流器可提供一种在各电源之间进行电流信息通信的方法，同时保持隔离由于能够以最低的成本达到较高的性能，因此变流器是最佳的选择另外，与光学耦合器相比较变流器具有较高的精确度。它们的精确度通常由匝比容差（其容差高于2%）和电阻容差（其容差通常为1%）来設置光学耦合器的性能取决于其电流转换比的容差，最好情况下为30% 表1说明了四种负载共享方法的对比。压降法是其中最简单的方法吔是成本最低的方法之一，但其性能最低此外，它还容许单点故障的发生通常，性能最高的技术即负载共享控制器，也是最为昂贵嘚解决方案而使用交错式一次控制器或光学耦合器/变流器技术提供了一个成本和性能的折中方案。另外一些因素如同步整流器的使用，以太网供电输入端的数量以及以太网供电输入端是否必须被相互隔离等在选择一种方法以前都需要考虑。在应用中使用合适的技术将會确保用户可以从以太网供电中获得最大的电力