LTE+FDD基带系统中UE的接入过程研究_百度文库
两大类热门资源免费畅读
续费一年阅读会员，立省24元！
评价文档：
&&¥3.00
&&¥3.00
&&¥2.00
&&¥2.00
喜欢此文档的还喜欢
LTE+FDD基带系统中UE的接入过程研究
L​T​E​+​F​D​D​基​带​系​统​中​U​E​的​接​入​过​程​研​究
阅读已结束，如果下载本文需要使用
想免费下载本文？
把文档贴到Blog、BBS或个人站等：
普通尺寸(450*500pix)
较大尺寸(630*500pix)
你可能喜欢12CAZAC序列在LTE中的应用研究-第13页
上亿文档资料，等你来发现
12CAZAC序列在LTE中的应用研究-13
图５－Ｉ＠ＡＣＫ／ＮＡＣＫ在一十于帧内的映射；图５－１１所示为在５ＭＨｚ信道带宽，Ｔｕ信道，用；由图可以看出；－２２－２０●８―１Ｂ－１４１２一ｌｏ｛￥４；￥ＮＲ（ｄＢ】；腰５－１１ＣＡＺＡＣ＋ＣＰＶＳＣＡＺＡＣ；置ＣＡＺＡＣ序列的ＡＣＫ．ＯＦＦ，ＮＡＣＫ－ＯＮ；本小节采用的发送方式是“ＡＣＫ－ＯＦＦ，ＮＡＣＫ；当需要发送ＡＣＫ时，发送端不发信号，在接收端是
图５－Ｉ＠ＡＣＫ／ＮＡＣＫ在一十于帧内的映射图５－１１所示为在５ＭＨｚ信道带宽，Ｔｕ信道，用户移动速度３ｋｍ／ｈ，一发两收．单用户条件下的ＡＣＫ／ＮＡＣＫ的性能曲线。由图可以看出。在低信噪比的条件下，带有循环前缀的ＣＡＺＡＣ序列的性能比不带循环前缀的性能要差，这是因为带有循环前缀的ＣＡＺＡＣ序列是对三径下的能量进行检测，能量增大的同时．也增大了噪声的能量。在高信噪比处，带有循环前缀的ＣＡＺＡＣ序列的性能好于不带循环前缀的性能。－２２－２０●８―１Ｂ－１４１２一ｌｏ｛￥４￥ＮＲ（ｄＢ】腰５－１１ＣＡＺＡＣ＋ＣＰＶＳＣＡＺＡＣ置ＣＡＺＡＣ序列的ＡＣＫ．ＯＦＦ，ＮＡＣＫ－ＯＮ方式本小节采用的发送方式是“ＡＣＫ－ＯＦＦ，ＮＡＣＫ．ＯＮ”，即当需要发送ＡＣＫ时，发送端不发送信号；当需要发送ＮＡＣＫ时，发送端发送有效信号。这里我们采用序列长度为１２的ＣＡＺＡＣ翩Ｊｘ＝［ａ．，口：，，口，：］。当需要发送ＡＣＫ时，发送端不发信号，在接收端是１２长的复高斯序列，即：Ｚ＝Ｍｉ＝１，，１２（５７）接收端对接收信号与１２长的ＣＡＺＡＣ序列Ｊ共轭相乘，即：ｓ＝∑ｘ口ｊ＝∑”一？＝＿＋脾ｆＪ（５８）对ｓ取模方．并且与对应的闽值进行判断，可知发送的是ＡＣＫ还是ＮＡＣＫ信号。ＩＳｌ２＝＾，２＋％２（５９）／－／）３１．５（由于嘞和％均服从均值为零且方差为矿２的高斯分布，因此ＩＳｌ２服从自由度为２仃２的Ｚ２分布。若采用两条接收天线，则将两条天线的ＩＳ■咖枷和ＩＳ１２。枷枷合并，（５．１０）ｌＳｌ２－－ＩＳｌ２册渤加ｌ－ｔ－Ｉｓｌ２。～２此时ＩＳ１２服从自由度为４盯２的Ｚ２分布。因为ＩＳ１２满足的ｘ２分布与方差有关，我们做了下述运算，以去除噪声方差的影响。将接收信号与原始１２长的ＣＡＺＡＣ序列石的循环移位共轭相乘并取模方，瓯＝∑Ｉ《们删，：＝气＋魄Ｉ＆１２＝‰２＋％。２其中，ｌ＆１２服从自由度为２仃２的ｘ２分布。（５．１１）（５．１２）假设接收端有两条接收天线，分别计算两条接收天线上的最。设两个用户发送时分别采用ＣＡＺＡＣ序列Ｘ循环移动０和３位作为两个用户的ＮＡＣＫ信号（用户１使用ＣＡＺＡＣ序列Ｘ的循环移动０位，用户２使用ＣＡＺＡＣ序列ｘ的循环移动３位），接收信号与这两个循环移位之后的序列共轭相乘，取模方后再相加，作为分子；使用接收信号与其他尚未使用的循环移位的ＣＡＺＡＣ序列Ｘ（循环移位１，２，４，５，６，７，８，９，１０，１１）共轭相乘，取模方之后再求算术平均，作为分母。如公式（５．１３）、（５．１４）所示。ｎ，ｊ垡幽芷坐ｋｕｓ”１一（№‰舰。ｌ＋Ｍｅａｎａ。枷。２）／２Ｄ…．＇＝Ｊ型―芷坚ｋ（５．１４）ｕ‘７‰“（Ｍｅａｎ。彻Ｍｌ＋Ｍｅａｎａ。㈣２）／２Ｍｅａｎ…。一ｆ＝∑Ｉ＆１２。…一ｆ，Ｍ＝１２；ｉ＝１，２；ｍ＝ｌ，２ｋ＝０（５．１５）ｋ｛ｊ?其中，Ｍｅａｎ。翮。疋－ｌ，ｚ）分别表示第一条接收天线和第二条接收天线上的均值。Ｍ代表ＣＡＺＡＣ序列Ｘ的总长度，ｍ代表用户编号，办代表用户ｍ使用的ＣＡＺＡＣ序列ｘ循环移位数。对用户ｌ，聊＝ｌ，＾＝０；对用户２，ｍ＝２，办＝３。由于Ｄ服从自由度为４的ｘ２分布，通过查表运算找出Ｐｅ＝０．０１位置上的阈值，在接收端将Ｄ的值与阈值比较。当Ｄ大于阈值时，判决为ＮＡＣＫ，反之为ＡＣＫ。如式（５．１６）所示：Ｉｆ（Ｄ≤Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ），判决为ＡＣＫ信号；驴（Ｄ＞Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ），判决为ＮＡＣＫ信号。（５．１６）图５．１２所示为５ＭＨｚ信道带宽，ＴＵ信道，用户移动速度３ｋｍ／ｈ，一发两收，两个用户条件下的ＯＮ．ＯＦＦ的仿真性能曲线，用户１采用原始的没有循环移位的１２长ＣＡＺＡＣ序列，用户２采用循环左移３位的１２长ＣＡＺＡＣ序列。Ｂｅｒ－ＡＣＫ＝Ｐ（ＡＣＫ．＞ＮＡＣＫ）代表误报率（虚警率），Ｂｅｒ－ＮＡＣＫ＝Ｐ（ＮＡＣＫ－＞ＡＣＫ）代表误判率。图５－１２ＡＣＫ／ＮＡＣＫ的ＯＮ．ＯＦＦ方式由仿真图看出误报率是在０．０１左右的固定值，与信噪比无关。按照“阈值选取原理＂方法选取判决门限，可以使误报率Ｐｆ基本去除噪声方差的影响。５．３本章小结本章针对ＬＴＥ物理层上行控制信令进行设计和研究。本章首先给出ＬＴＥ上行信令的用户Ｄ识别方法：ＣＤＭ、ＴＤＭ和ＦＤＭ三种复用方式；然后，利用ＣＡＺＡＣ序列的恒包络、零自相关特性对信令进行设计，并针对在相干检测和非相干检测的条件下给出了相应的设计方法。在相干检测的方法下，给出了ＣＡＺＡＣ序列作为ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信令的相干检测原理和ＣＡＺＡＣ序列与随机序列的性能对比；在非相干检测方法下，提出了一种带有循环前缀的ＣＡＺＡＣ序列的设计方式，通过仿真证明，该设计方法提高了信令检测的正确性，同时还给出了ＣＡＺＡＣ序列的ＯＮ―ＯＦＦ方式的设计方法和性能曲线。５７第六章总结与展望６．１总结本课题是在３ＧＰＰ组织开展３Ｇ长期演进计划的背景下进行的。ＬＴＥ技术是３Ｇ向４Ｇ平滑演进的过渡性技术，从目前无线通信技术的发展趋势来看，对ＬＴＥ技术的研究具有重要的意义。ＣＡＺＡＣ序列具备理想的自相关函数、良好的互相关函数、低峰均比等优良特性，被广泛地应用于脉冲压缩雷达系统、扩频通信系统（同步ＣＤＭＡ和ＭＣ．ＣＤＭＡ）和ＯＦＤＭ系统（ＬＴＥ和ＷｉＭＡＸ）等通信系统的关键技术领域。本论文针对ＣＡＺＡＣ序列在ＬＴＥ系统的具体应用进行研究。本文的主要内容和贡献如下：１．介绍ＬＴＥ技术的背景、物理层关键技术和市场前景，详细介绍了ＣＡＺＡＣ序列的特点和应用领域。具体分析ＣＡＺＡＣ序列的性质，首先给出了Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ、ＧＣＬ、Ｆｒａｎｋ和Ｇｏｌｏｍｂ序列，四种ＣＡＺＡＣ序列的定义，然后以Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ序列和ＧＣＬ序列为例，分析了ＣＡＺＡＣ序列的性质，然后，介绍了ＣＡＺＡＣ的时域和频域检测原理，通过离散循环周期信号相关定理证明了两种检测原理是等价的。２．设计了在ＬＴＥ随机接入中应用ＣＡＺＡＣ序列的方案，首先介绍了ＬＴＥ随机接入的用途、流程和ＲＡＣＨ随机接入信道的时域频域结构和前导码的具体作用；通过对ＲＡＣＨ前导码信号特征的分析，讲解了ＣＡＺＡＣ序列在ＬＴＥ随机接入前导码设计中的应用；紧接着介绍了两种现有的前导码检测算法，并提出了两种改进的前导码检测算法，分析了其实现复杂度和性能：最后，在现有的两种随机接入机制的基础上，提出了新的随机接入机制，与原有机制对比，具有减小初始接入时延，明显降低碰撞概率的优点。３．设计了在ＬＴＥ上行ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信令中应用ＣＡＺＡＣ序列的方案，本章首先给出ＬＴＥ上行信令的用户Ｄ识别方法：ＣＤＭ、ＴＤＭ和ＦＤＭ三种复用方式，并且针对不同的复用方式进行了仿真分析。然后，利用ＣＡＺＡＣ序列的恒幅、零自相关特性对信令进行设计，并针对在相干检测和非相干检测的条件下给出了相应的设计方法。在相干检测的方法下，给出了ＣＡＺＡＣ序列作为ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信令的相干检测原理和ＣＡＺＡＣ序列与随机序列的性能对比；在基于非相干检测方法下，提出了一种带有循环前缀的ＣＡＺＡＣ序列的设计方式，通过仿真证明，该设计方法提高了信令检测的正确性，同时还给出了ＣＡＺＡＣ序列的ＯＮ．ＯＦＦ方式的设计方法和性能曲线。包含各类专业文献、中学教育、高等教育、专业论文、行业资料、幼儿教育、小学教育、12CAZAC序列在LTE中的应用研究等内容。　
　因为 c 序列的值只能为 1 或者-1,从公式上可以看出小区专用参考信号的 值只能为 (? 1 1 1 1 ,? ) , LTE 系统中的 QPSK 调制方式相同, (0,0) ? ?... 　LTE中的PUSCH_计算机软件及应用_IT/计算机_专业资料...相对较复杂,按照预先定义好的伪随机序列进行频率跳转... 　其中 CDM 方法 通过一个 CAZAC 序列的不同循环位移...的取舍 是否采用宏分集技术,是 LTE 讨论中的又一...3GPP2 致力于以 IS-95(在北美和韩国应用广泛的 ... 　由于只有对于长度大于或等于 72 的参考序列,可用的参考序列的个数大于 60,才可能在每个序列组中分配两个参考序列。还可以看出,LTE 中并没有使用 所有的可用参考... 　LTE 系统中Pss序列时域相关器设计_信息与通信_工程科技_专业资料 暂无评价|0人阅读|0次下载|举报文档 LTE 系统中Pss序列时域相关器设计_信息与通信_工程科技_专业... 　其中 CDM 方法 通过一个 CAZAC 序列的不同循环位移...3.2 是否采用宏分集技术,是 LTE 讨论中的又一个...3GPP2 致力于以 IS-95(在北美和韩国应用广泛的 ... 　LTE会遇到的问题_计算机软件及应用_IT/计算机_专业资料...英国人读后者,国际上研究 这一领域的专家较多的都...10ms中的两个辅同步时隙(0和5)采 用不同的序列,...什么是恒虚警准则？_百度知道
什么是恒虚警准则？
其他类似问题
等待您来回答
下载知道APP
随时随地咨询
出门在外也不愁LTE PUCCH DTX检测性能提升的新方法
查看: 293|
摘要: 基于目前PUCCH DTX 检测及解调采用时隙间、天线
间的直接合并，即等比例合并的现状，本文提到的对均衡解
调前数据先进行时隙间、天线间NI 拉平处理然后再进行
PUCCH DTX 检测和解调处理的方法，其实就是在各个维度
上的加权合并处理。使用本文所述方法后，在NI 差异较大
场景下，相比原方法有了非常大的性能增益; 在NI 差异较
小场景下，性能保证不损失。本文方法在保证“虚警”概
&94 《电视技术》第38 卷第1 期( 总第428 期) |投稿网址http: www．VideoE．cn
【本文献信息】曾召华，邵健. LTE PUCCH DTX 检测性能提升的新方法［J］． 电视技术，) ．
LTE PUCCH DTX 检测性能提升的新方法
曾召华，邵健
( 西安科技大学通信与信息工程学院，陕西西安710054)
【摘要】为了进一步提升LTE PUCCH DTX 检测及数据解调性能，提出了一种对UE 均衡解调数据先进行时隙间、天线间的NI
拉平处理，然后再进行DTX 检测以及PUCCH 解调处理的新方法。仿真表明，与传统的检测方法相比，在NI 不一致的场景下( 特
别是多UE、大干扰场景) ，该方法有效提升了PUCCH 信道的无线性能和整个LTE 系统的吞吐量。
【关键词】物理上行控制信道; DTX 检测; NI; 漏检率
【中图分类号】TN929． 5 【文献标志码】A
New Method for Improving Performance of LTE PUCCH DTX Detection
ZENG Zhaohua，SHAO Jian
( Communication and Information Engineer College，Xi’an University of Science and Technology，Xi’an 710054，China)
【Abstract】To improve the performance of LTE PUCCH DTX detection and data demodulation，a new method is proposed in this paper． NI Flattening
process is done before DTX detection and PUCCH demodulation to UE equilibrium demodulation data． The simulation results show that this method is effective
in improving the performance of PUCCH and LTE system throughput in NI differentiation scene ( especially M－UE，serious interference scene) ，
compared with traditional detective methods．
【Key words】PUCCH; DTX NI; probability of miss
LTE 一直受到移动通信产业的青睐。随着LTE 技术
的发展，越来越多的全球领先运营商纷纷将LTE 作为网
络面向未来的演进方向，设备制造商也纷纷加大了在LTE
领域的投入，从而推动了LTE［1］的不断前进。
LTE PUCCH 承载上行控制信息UCI( Uplink Control
Information) ，具体包括CQI( Channel Quality Indication) 信
息、HAＲQ( Hybrid Automatic Ｒepeat Quest) 确认信息及SＲ
( Schedule Ｒequest) 信息等［2］。无线信道多径传输会造
成频率选择性衰落，终端UE 的移动会造成时间选择性衰
落，天线的不同位置会造成空间选择性衰落，那么，
PUCCH 性能的改善必须要充分考虑这些衰落。
PUCCH 的DTX 检测的目的，是为了防止UE 未发射
UCI 信息而基站错误去检测带来的“虚警”，显然提高了
DTX 检测的门限，可以更好地抑制“虚警”，降低“虚警”概
率，但门限越高，“漏警”概率越高，即UE 发射了UCI 信
息，但基站因为未过DTX 门限而错过了解调。因此，如何
在保证“虚警”的概率下( 协议要求虚警概率＜ 0． 01［3］) ，
尽量降低DTX 门限，从而保证漏警尽量小是衡量DTX 检
测算法的唯一标准。
1 系统模型
UE 通过PUCCH 向基站反馈各种状态信息，其信号
处理流程如图1 所示。
图1 PUCCH 信号处理示意图
在进行DTX 检测判决前，传统方法采用时隙间、天线
间直接合并( 即等比例合并) ，然后将原始信道估计值及
解调数据送入功率计算模块，得到当前UE 进行DTX 判
决所需要的信号功率以及噪声功率，进而得到DTX 判决
所需的信噪比，其信号功率计算式如
Power_Winant
) = winant
Pslot0 =ΣantΣspilot
Power_Winant
( 0，s pilot
ntΣs data
Power_Winant
( 0，sdata
Pslot1 =ΣantΣspilot
Power_Winant
( 1，s pilot
ntΣs data
Power_Winant
( 1，sdata
基金项目: 陕西省科技研究发展计划工业攻关项目( 2012K06 －49) ; 陕西省教育厅科研计划项目( 12JK35)
投稿网址http: www．VideoE．cn|《电视技术》第38 卷第1 期( 总第428 期) 95
式中: Winant
) 对应当前UE 接收信号窗( 包括数据、
导频窗) ; spilot
分别表示当前时隙导频、数据符号; c
表示当前UE 占用通道对应的循环移位值; Pslot0
别表示时隙0、时隙1 当前通道信号功率; ant 表示天线索
引; 噪声功率计算方法同上，区别在于噪声功率计算所用
循环移位c 对应为UE 所有未占用通道( 即空闲通道) 的
循环移位值。
将所得信噪比送入DTX 判决模块，进行当前UE 的
DTX 判决。如果当前UE 计算得到的DTX 判决所需SNＲ
大于判决门限，那么判定该UE DTX 为假，即发射数据，需进
行后续数据均衡解调、解码等处理; 否则判定该UE DTX 为
真，即没有发射数据，那么该UE 对应的收端流程就已结束。
对DTX 判决后过DTX 门限的当前UE 相应数据进行
均衡合并，即进行时隙间、天线间的数据均衡合并处理，即
Yeq =ΣslotiΣantj
) × H( sloti
式中: Yeq 为当前UE 数据经均衡合并后的结果; H( sloti
) 分别对应当前UE 在第i 个时隙、第j
根天线上的信道估计值和接收数据。
协议说明PUCCH 必然存在时隙间跳频，这样设计的
目的就是为了获取频率分集增益，就是为了提升时隙间不
平衡干扰下的PUCCH 解调性能; 对于PUCCH 部分UCI
内容，在不同时隙间分别传输相同的内容，这也是为了获
取时间分集增益，抵抗时间选择性衰落［4 － 5］; 那么PUCCH
解调性能要想得到最大的提升，不仅要考虑以上各个维
度，而且要在各个维度上加权合并( 等比例合并一定不是
最优的) ; 在NI 不一致( 特别是多UE、大干扰场景) 时，传
统的等比例合并方法性能较差，因此，有必要对原有DTX
检测方法进行改进。
2 改进的DTX 检测算法
首先，在DTX 检测判决前，计算出所有UE 在不同时
隙、不同天线上的NI 功率，计作Pn
) ，其中i =
; j = 0，1
，…，M － 1 ，M 为收端基站天线数。
Power_N_Winant
) = win'ant
) =Σs pilotΣc
Power_N_Winantj
( 0，spilot
Power_N_Winantj
( 0，sdata
) =Σs pilotΣc
Power_N_Winantj
( 1，spilot
dataΣcPower_N_Winantj
( 1，sdata
式中: win'ant
) 对应当前UE 接收噪声窗; spilot
分别表示当前时隙导频、数据符号; c' 表示所有UE 没有
用到的通道对应循环移位值; Pn
) 表示第i 个
时隙、第j 根天线上的NI 功率。
然后计算出当前UE 在对应的上述Pni
值中的最小值
Pn_min = min( Pn
再者，以Pni_min 作为NI 拉平算法的拉平基准( 考虑
到实现对位宽的要求) 求出当前UE 不同时隙、不同天线
数据对应的NI 拉平加权因子，即
div( sloti
) = sqrt( Pn_min
最后，对当前UE 不同时隙、不同天线对应的信道估
计值及解调数据分别用上述计算得到的div( sloti
加权均衡，进行相应的NI 拉平处理，即有
珚H( sloti
) = H( sloti
) × div( sloti
) × div( sloti
在这里，将经上述NI 拉平后的信道估计值及解调数据
送入功率计算模块，得到当前UE 进行DTX 判决所需要的
信号功率以及噪声功率，并得到DTX 判决所需新的信噪比，
进而进行后续处理，后续处理与原方法一致，这里不再重复。
改进的PUCCH DTX 检测算法描述如图2 所示。
图2 改进算法处理流程图
96 《电视技术》第38 卷第1 期( 总第428 期) |投稿网址http: www．VideoE．cn
3 算法的仿真与分析
3． 1 仿真方案
3． 1． 1 Format 1a 系列对应验证方案
方案1: 采用直接合并2 个时隙的方法进行DTX 判
决，并且天线间不进行NI 拉平，即为原方法。
方案2: 采用时隙间NI 拉平后的2 个时隙数据进行
DTX 判决，信号功率Ps
计算同原方法，噪声功率取2 个时
隙的最大值。
方案3: 采用时隙间、天线间NI 拉平后的2 个时隙数
据进行DTX 判决，信号功率Ps
计算同原方法，噪声功率
取2 个时隙、所有天线中的最大值。
3． 1． 2 Format 2 系列对应验证方案( 考虑置信度判决)
方案4( 原方法) : 均衡解调前不进行NI 拉平，且CQI
置信度判决方法为“ＲM 译码峰值/NI 的平均值”。
方案5( 拉平处理) : 均衡解调前进行NI 拉平，且CQI
置信度判决方法为“ＲM 译码峰值/NI 的最大值”。
在上述场景下，所有方案对应DTX 虚警门限以及
CQI 置信度门限如表1 所示，在不同的方案中分别灌入相
应的门限值。
表1 DTX 虚警门限值
虚警概率为1% 虚警概率为0． 1%
单边时隙加
10 dB 随机干扰
场景1 场景2 无干扰
单边时隙加
10 dB 随机干扰
场景1 场景2
1 7． 23 9． 10 — — 9． 10 12． 03 — —
2 14． 50 14． 50 — — 18． 10 18． 10 — —
3 — — 14． 62 14． 57 — — 18． 30 18． 77
4 12． 07 19． 20 — — 15． 82 25． 50 — —
5 12． 14 12． 44 — — 15． 77 15． 86 — —
注: 本文中所有方案漏检性能仿真结果都是基于对应虚检1%门限得到。
3． 2 仿真结果
3． 2． 1 时隙间NI 拉平方案性能验证及分析
1) 仿真条件
Format 1a 系列对应验证条件:
( 1) 在Format 1a 条件下，采用正常CP，使用2UE 和
2 个天线，系统带宽10 MHz，仿真信道为ETU 70 Hz。
( 2) 包括两种时偏场景: 发端每子帧加［－ 16，+ 16］Ts
随机时偏，收端固定补32Ts
时偏; 发端不加时偏，收端不
( 3) UE1、UE2 功率设置为［0，5
( 4) 不加干扰场景和单边slot0
加10 dB 随机干扰
Format 2 系列对应验证条件:
( 1) 在Format 2 条件下，采用正常CP，使用2UE 和2
个天线，系统带宽10 MHz，仿真信道为ETU 70 Hz，2 个
UE 功率配置为［0，－3］dB。
( 2) 发端每子帧加［－16， 16］Ts
随机时偏，收端固定
( 3) 不加干扰场景和单边slot0
加10 dB 随机干扰
( 4) 考虑置信度判决( ＲM 译码峰值/NI 最大值) 。
2) 仿真结果
仿真结果如图3 ～ 图5 所示。
图3 无时偏无干扰下方案1 与方案2 的漏检性能对比
图4 X = 5 dB 时单边slot0
加10 dB 随机干扰下
方案1 与方案2 漏检性能对比
投稿网址http: www．VideoE．cn|《电视技术》第38 卷第1 期( 总第428 期) 97
图5 不加干扰下方案4 与方案5 漏检性能对比
图6 单边slot0
加10 dB 随机干扰下方案4 与方案5 漏检性能对比
3) 结果分析
对于Format 1a，如图3 和图4 所示，在无干扰条件
下，方案2( 新方法) 与方案1( 原方法) 的漏检性能基本一
致; 在单边slot0
加10 dB 随机干扰下( 时隙间NI 存在较大
差异时) ，方案2 相比方案1 有较大性能增益; 对于
Format 2，考虑CQI 置信度判决，时隙间NI 拉平方法在无
干扰场景下相比原方法性能基本一致，但在有干扰场景下
相比原方法有较大的性能增益。
3． 2． 2 天线间NI 拉平方案性能验证及分析
1) 仿真条件
( 1) 在Format 1a 条件，采用正常CP，使用6UE 和2
个天线系统宽带10 MHz，仿真信道ETU 70 Hz。
( 2) 发端每子帧加［－ 16 + 16］Ts
随机时偏，收端固
( 3) UE1，UE2，UE3，UE4，UE5，UE6 功率设置为{ 0，
X，0，X，0，X} dB，X = 5 dB。
( 4) 考虑两种加干扰场景:
场景1，单边slot0
加10 dB 随机干扰，针对所有天线，
重点体现时隙间NI 差异。
场景2，仅对slot0
加10 dB 随机干扰，同时体现
时隙间、天线间NI 差异。
2) 仿真结果
仿真结果如图7 ～ 图8 所示。
图7 场景1 条件下天线间无差异时方案3 与方案4 漏检性能对比
图8 场景2 条件下天线间有差异时方案3 与方案4 漏检性能对比
3) 结果分析
在场景一条件下，如图7 仿真结果所示，在重点体现
时隙间NI 差异时，方案3( 非天线间NI 拉平) 与方案4( 天
线间NI 拉平) 所体现出的性能基本一致; 在场景二条件
下，如图8 仿真结果所示，方案4 相比方案3 的性能增加
较为明显。因此，通道间NI 差异很小时，没必要引入天线
间NI 拉平; 通道间NI 差异较大时，有必要引入天线间NI
拉平方案，从而提升PUCCH 信道的传输性能。
基于目前PUCCH DTX 检测及解调采用时隙间、天线
间的直接合并，即等比例合并的现状，本文提到的对均衡解
调前数据先进行时隙间、天线间NI 拉平处理然后再进行
PUCCH DTX 检测和解调处理的方法，其实就是在各个维度
上的加权合并处理。使用本文所述方法后，在NI 差异较大
场景下，相比原方法有了非常大的性能增益; 在NI 差异较
小场景下，性能保证不损失。本文方法在保证“虚警”概
( 下转第110 页)*优领域
Copyright &雷达恒虚警n_百度文库
两大类热门资源免费畅读
续费一年阅读会员，立省24元！
评价文档：
&&¥2.00
&&¥3.00
&&¥2.00
喜欢此文档的还喜欢
雷达恒虚警n
的​袁​腾​飞
阅读已结束，如果下载本文需要使用
想免费下载本文？
把文档贴到Blog、BBS或个人站等：
普通尺寸(450*500pix)
较大尺寸(630*500pix)
你可能喜欢